Ein Bias-T-Stück für die Breitbandmessung leistungselektronischer Komponenten

May 22, 2023

Anmerkung des Herausgebers: Das Papier, auf dem dieser Artikel basiert, wurde ursprünglich auf dem IEEE International Symposium on Electromagnetic Compatibility & Signal/Power Integrity (EMC, SI & PI) 2021 vorgestellt und dort als bestes Symposiumspapier ausgezeichnet. Der Nachdruck erfolgt hier mit freundlicher Genehmigung des IEEE. Copyright 2022 IEEE.

In vielen EMV-Anwendungen müssen passive Komponenten charakterisiert werden, um Simulationsmodelle und physikalische Einblicke in die vorherrschenden Prozesse innerhalb dieser Komponenten bereitzustellen. Passive Filter bestehen aus Induktivitäten und Kondensatoren, von denen einige Geräte mit 3 oder 4 Anschlüssen sind, wie z. B. Gleichtaktdrosseln. Bei kleinen Signalen können diese Komponenten hinsichtlich Spannung und Strom als linear betrachtet werden. Allerdings müssen in vielen Anwendungen nichtlineare Effekte berücksichtigt und charakterisiert werden. Dies kann mit einem Zeitbereichs-Großsignalansatz oder durch Linearisierung um bestimmte Bias-Punkte herum erreicht werden. Die linearisierte Charakterisierung potenziell nichtlinearer Geräte wie Filterinduktivitäten oder -kondensatoren erfordert die gleichzeitige Anregung des Kleinsignal-Auswertungssignals und der Großsignal-Vorspannung, bei der es sich um Strom für Induktivitäten und Spannung für Kondensatoren handelt. Die am häufigsten verwendete Methode basiert auf einem Vektornetzwerkanalysator (VNA) und einem Bias-Netzwerk, um den Großsignal-Bias anzuwenden.

Bei höheren Strom- oder Spannungspegeln müssen für VNA-Messungen externe Bias-T-Stücke verwendet werden. Insbesondere wenn diese einen großen Frequenzbereich abdecken, hier von 9 kHz bis 500 MHz, stellen sie folgende Herausforderungen dar:

Dieser Artikel zeigt Designdetails eines linearen Bias-T-Stücks für einen Frequenzbereich von 9 kHz – 500 MHz, das 10 A kontinuierlich oder 30 A für 10 Minuten verarbeiten kann und bis zu 500 V vorgespannt werden kann. Obwohl es unzählige Veröffentlichungen zu Bias-T-Stücken gibt Für Hochfrequenzanwendungen gibt es relativ wenige im Niederfrequenzbereich und noch weniger sind für hohe Gleichströme und -spannungen geeignet. In [1] heißt es: „Der vorgeschlagene Bias-T wurde für die Zielwerte IDCmax = 1 A und UDCmax = 150 V bei der niedrigeren Frequenz fmin = 2 mHz und der aktuellen Mindestbandbreite von Bmin von 100 mHz ausgelegt.“ In [2] reicht der angestrebte Frequenzbereich von 300 kHz bis 100 MHz mit einem maximalen Gleichstrom von 3 A. Beide Veröffentlichungen stellen keine Überlegungen zum Schutzkonzept dar und zielen zudem auf geringere Bandbreiten sowie kleinere Gleichströme und -spannungen ab. In [2] werden Spulen mit Eisenkern verwendet, was wahrscheinlich dazu führt, dass mehrere Kalibrierungen für verschiedene Gleichstromwerte durchgeführt werden müssen, um den Einfluss von Sättigungseffekten zu berücksichtigen. Hierzu wurden jedoch keine Angaben gemacht.

Für sehr niedrige Frequenzen gibt es auch interessante aktive Lösungen für Bias-Tees [3], die wiederum nicht für höhere Frequenzen eingesetzt werden können. Das in dieser Arbeit veröffentlichte Bias-T-Stück soll jedoch in erster Linie für die Messung leitungsgebundener elektromagnetischer Emissionen verwendet werden, für die eine untere Frequenzgrenze von 9 kHz völlig ausreichend ist. Daher wird eine passive Lösung bevorzugt.

Obwohl einige der beschriebenen Konzepte zum Aufbau der einzelnen Komponenten bereits in der Literatur bekannt sind, liegen nach bestem Wissen der Autoren noch keine Veröffentlichungen zu einer solchen Zusammensetzung für den Aufbau eines Bias-T-Stücks vor. Der besondere Vorteil dieser speziellen Form des Bias-T-Stücks liegt in der möglichen Verwendung zur Kleinsignalcharakterisierung leistungselektronischer Komponenten unter Beibehaltung hoher Großsignal-Vorströme und -spannungen. Durch die Messung der S-Parameter verschiedener leistungselektronischer Komponenten und die Messung der Änderungen aufgrund der Vorspannung über einen großen Frequenzbereich können auf einfache Weise wertvolle Daten für die Modellierung des Verhaltens dieser Komponenten unter großer Signalvorspannung gewonnen werden. Messungen dieser Konfiguration zeigen gute Ergebnisse hinsichtlich wichtiger Eigenschaften des T-Stücks, wie Einfügedämpfung, Rückflussdämpfung und Temperaturverhalten.

Abbildung 1 zeigt vier gemeinsame Vorspannungs-T-Stücke, bestehend aus einem DC-Blockkondensator und einer HF-Entkopplungsinduktivität. Die allgemeine Topologie eines Zwei-T-Stücks wird bei diesem Entwurf beibehalten. Die zentrale Herausforderung besteht darin, die Komponenten für die erforderlichen Induktivitäts-, Kapazitäts-, Spannungs- und Stromwerte zu entwerfen und sie physisch in einem Bias-T-Stück so anzuordnen, dass vier dieser Bias-T-Stücke wie abgebildet zu einem 4-Port-Messsystem angeordnet werden können. Das Schema des vorgeschlagenen Schräg-T-Stücks ist in Abbildung 2 dargestellt und wird in den folgenden Abschnitten ausführlich erläutert.

Abbildung 1: Möglicher Versuchsaufbau zur Messung einer Gleichtaktdrossel

Abbildung 2: Schematische Darstellung des vorgeschlagenen Bias-T-Stücks

Der Kondensator in einem Bias-T-Stück fungiert als Gleichstromblock und ermöglicht den Durchgang von HF-Strömen im interessierenden Frequenzbereich. Niedrigere Mindestfrequenzen erfordern größere Kapazitätswerte, um eine Beeinflussung des HF-Pfades zu vermeiden. Wenn 2 Ω als obere Impedanzgrenze für den Kondensator eingestellt ist, ist ein Wert von 8,8 µF bei 9 kHz erforderlich. Linearitätsanforderungen bis zu 500 V schließen die Verwendung von High-K-Keramik oder Elektrolytkondensatoren aus. Diese Einschränkung erhöht die Größe der Kondensatoren, so dass die obere Frequenzgrenze zu einer Herausforderung wird. Um geringe HF-Verluste im HF-Pfad zu erzielen, müssen die parasitären Induktivitäten und parasitären Kapazitäten der Kondensatoranordnung genutzt werden. Dies wird durch eine verteilte Anordnung der in Abbildung 3 gezeigten Kondensatoren realisiert.

Abbildung 3: Aufbau des DC-Blockkondensators mit 50 Ω Wellenwiderstand. Die Dicke der Kupferschicht ist nicht maßstabsgetreu. Alle Maße sind in mm angegeben.

Um eine konstante charakteristische Impedanz von 50 Ω entlang der Kondensatoranordnung zu erhalten, muss die Struktur einen Querschnitt beibehalten, der einschließlich der parasitären Effekte der Kondensatoren 50 Ω bereitstellt. Um die benötigte Kapazität von etwa 8,8 µF zu erreichen, wurden insgesamt 13 Kondensatoren der Größe 0,68 µF parallel geschaltet [4]. Der Kondensator hat eine Breite von 6 mm.

Auf einer 1,6 mm dicken FR-4-Platine führt eine 3 mm breite Leiterbahn zu einer charakteristischen Impedanz von 50 Ω. Um die Kapazitäten entlang der Übertragungsleitung zu verteilen und so eine ungestörte TEM-Welle zu ermöglichen, werden die Kondensatoren vertikal platziert, wie in Abbildung 3 dargestellt. Um die Leiterbahnbreite an die Breite der Kondensatoren anzupassen, zwei Lagen 1,6 mm FR-4 werden verwendet, um eine 6 mm breite Mikrostreifenleitung zu erzeugen, die die Platzierung der Kondensatoren ermöglicht, ohne den HF-Pfad zu unterbrechen. Zwei sorgfältig gestaltete Übergänge leiten das HF-Signal von der 3 mm breiten Leiterbahn zur 6 mm breiten Leiterbahn. Abbildung 4 zeigt die Ergebnisse der entworfenen Mikrostreifenleitung anhand einer TDR-Messung mit einer Bandbreite von 14 GHz. Es ist ersichtlich, dass die im Abschnitt „Schutzkonzept“ diskutierte kapazitive Kopplung der zum Schutz des VNA eingesetzten TVS-Dioden einen Einfluss auf die Leitung hat. Diesem Einfluss kann entgegengewirkt werden, indem der Durchmesser der Mikrostreifenleitung an der Anschlussstelle der Dioden verändert wird.

Abbildung 4: TDR-Messung des entworfenen Kondensators mit und ohne TVS-Dioden als Schutzvorrichtung

Obwohl die Kondensatoren aufgrund ihres Dielektrikums (X7R) spannungsabhängig sind, wirkt sich dies nur negativ auf das Verhalten des Bias-Tees im untersten Frequenzbereich aus, wo große Kapazitäten eine entscheidende Rolle spielen. X7R-Kondensatoren der Klasse 2 versprechen eine maximale Kapazitätsänderung von 15 % bei Nennspannung.

Für die Berechnung der notwendigen Induktivitätswerte wurde eine Mindestimpedanz von 43 dBΩ (bezogen auf 1 Ω) angestrebt. Bei der Mindestfrequenz von 9 kHz ergibt sich daraus eine notwendige Mindestinduktivität von etwa 2,5 mH. Die erforderliche Bandbreite und Stromtragfähigkeit stellt das Induktordesign vor mehrere Probleme. Hohe Ströme erfordern dicke Drähte, was bei hohen Frequenzen zu parasitären Effekten führt. Wenn aufgrund von Sättigungseffekten keine Kerne verwendet werden können, erhöht sich die Induktorgröße, was sich wiederum nachteilig auf die HF-Leistung auswirkt, und die Verwendung von Induktoren mit großem Wert erhöht die Schwierigkeit des Überspannungsschutzes des VNA für den Fall, dass der DUT-Strom plötzlich unterbrochen wird. Darüber hinaus haben große Spulen einen größeren Gleichstromwiderstand und damit eine höhere Verlustleistung, was zu erhöhten Temperaturen im Gehäuse führt (siehe Abschnitt „Temperaturverhalten“).

Um das Verhalten bei hohen Frequenzen zu optimieren, wurde eine konische Spule (L1), dargestellt in Abbildung 5, verwendet. Gemäß dem Entwurf in [5] wurde der konische Induktor mit der 50-Ω-Mikrostreifenleitung verbunden, die den DC-Block hält. Die Vorteile eines konischen Designs gegenüber einem zylindrischen Induktor sind in Abbildung 6 zu sehen. Die konische Form verbessert die HF-Leistung, bietet jedoch eine geringere Induktivität im Vergleich zu einem zylindrischen Induktor mit der gleichen Windungszahl und Länge. Beide Induktoren im Diagramm haben die gleiche Induktivität und verwenden keinen Magnetkern. Bis zur Resonanz sind keine Unterschiede erkennbar. Nach der ersten Resonanz zeigt der konische Induktor jedoch eine Reihe von Resonanzen, bei denen im Durchschnitt eine höhere Impedanz im Vergleich zu seinem zylindrischen Partner erhalten bleibt. Die Verteilung dieser Zusatzresonanzen hängt von Details der Wicklung, dem Drahtdurchmesser und dem Abstand zwischen den Drähten ab. Je höher die Frequenz, desto wichtiger ist die Gestaltung der Spitze des konischen Induktors und seine Verbindung mit der 50-Ω-Leiterbahn. Nach [6] kann die Induktivität des konischen Induktors aus den Induktivitäten verwandter zylindrischer und spiralförmiger Induktoren abgeleitet werden. Die Induktivität eines Spiralinduktors in µH wird durch Gleichung 1 angegeben, wobei R der mittlere Radius des Induktors in mm, W die Radiusdifferenz an beiden Kegelenden in mm und N die Anzahl der Windungen ist.

Abbildung 5: Aufbau des konischen Induktors mit Abmessungen in Millimetern

Abbildung 6: Vergleich der Frequenzcharakteristik eines konischen und eines spiralförmigen Induktors

(1)

Die Induktivität eines zylindrischen (schraubenförmigen) Induktors wird durch Gleichung 2 angegeben, wobei H die Spulenhöhe in mm und wiederum R und N der mittlere Radius bzw. die Anzahl der Windungen sind.

(2)

Unter Verwendung von LS und LH kann die Induktivität eines konischen Induktors durch Gleichung 3 ermittelt werden, wobei α der Winkel des konischen Induktors ist und 0° für einen völlig flachen Induktor beträgt.

(3)

Für diese Spule errechnet sich mit den in Abbildung 5 angegebenen geometrischen Werten eine Induktivität von etwa 63 µH. Um einen Induktivitätswert von 2,5 mH zu erreichen, müsste der konische Induktor mehr als dreimal so lang sein, weshalb zwei weitere Spulen größer sind Dahinter musste eine Induktivität (L2 = 0,27 mH und L3 = 2,2 mH) in Reihe geschaltet werden, um den gewünschten Induktivitätswert zu erreichen. Die Spulen haben einen Gesamtgleichstromwiderstand von 300 mΩ und verbrauchen somit 30 W bei 10 A Gleichstrom.

Die Spulenanordnung bildet ein komplexes System aus Nennspulen und parasitären Kapazitäten zwischen den Wicklungen, zum Gehäuse und zwischen den Spulen. Dies führt zu einer Vielzahl von Resonanzen, was bereits in Abbildung 6 für den konischen Induktor selbst gezeigt wurde. Diese Resonanzen wirken sich dreifach negativ auf die Systemleistung aus:

Daher empfiehlt es sich, Verluste einzuführen, die die Resonanzen dämpfen. Dadurch wird die Impedanz bei Resonanzen verringert und die Impedanz bei Antiresonanzen erhöht. Von den verschiedenen verfügbaren Dämpfungsmethoden wurde elektrisch verlustbehaftetes Material in der Nähe des konischen Induktors für den Induktor der ersten Stufe verwendet, dargestellt durch Rdamp in Abbildung 2. Bei magnetisch verlustbehaftetem Material besteht aufgrund des großen Gleichstroms die Gefahr, dass ein nichtlineares Verhalten auftritt. Die Platzierung eines Widerstands über der konischen Induktivität würde zu einer parasitären Kapazität am Verbindungspunkt am DC-Block im HF-Pfad führen. Der Nachteil des elektrisch verlustbehafteten Materials ist seine blockierende Wirkung auf die Kühlung der Spule.

Für die anderen Induktivitäten wurden einstellbare Widerstände parallel geschaltet, um ein gleichmäßiges Impedanzverhalten zu ermöglichen, was zu einer gleichmäßigen Verlustcharakteristik führt (siehe Abbildung 8).

Bei einem maximal zulässigen Gleichstrom von 10 A werden in den Induktivitäten etwa 126,5 mJ Energie gespeichert. Diese Energie wird auf die drei Induktoren aufgeteilt (EL1 = 3 mJ, EL2 = 13,5 mJ, EL3 = 110 mJ).

Ohne Schutz führt eine plötzliche Unterbrechung des Stromflusses durch das DUT, z. B. ein Lötstellenbruch, dazu, dass die gespeicherte Energie in den VNA (RIP) abgeleitet wird. Schutzvorrichtungen wie TVS-Dioden (Transient Voltage Suppressor) eignen sich gut zum Schutz des VNA. Wenn sie direkt im HF-Pfad platziert werden, muss ihre Kapazität klein gehalten werden, um weitere Störungen auf dem HF-Pfad zu vermeiden. Allerdings können diese Dioden die Energie nicht verarbeiten. Das Problem wird durch die Verteilung von Dioden auf die Induktivitäten gelöst. Die hochwertigen Induktoren speichern den größten Teil der Energie, ihre elektrische Funktion ist jedoch auf niedrigere Frequenzen beschränkt, sodass TVS mit einer größeren Kapazität von etwa 100 pF verwendet werden können [7]. Über dem konischen Induktor wird kein TVS platziert, stattdessen werden 2,5 pF TVS auf dem HF-Pfad platziert [8].

Ein zweites Schutzproblem entsteht durch die in den DC-Blockkondensatoren gespeicherten 1,1 J. Wenn der Prüfling plötzlich mit GND kurzgeschlossen wird, werden die bei 500 V geladenen 8,8 µF in den VNA (RIP) entladen. Die Dioden mit niedriger Kapazität, die zum Schutz vor der Energie im konischen Induktor angebracht sind, können die Energie nicht verarbeiten. Es ist ein Schutz der zweiten Ebene erforderlich. Dies wird durch die Platzierung polymerbasierter Snap-Back-Geräte vom HF-Pfad zum GND erreicht [9]. Diese Geräte bieten eine sehr niedrige Kapazität < 0,05 pF und ein schnelles Einschalten von 0,1 ns. Nach einem internen Durchschlag im Bauteil liegen sie bei ca. 25 V DC. Die Energiemenge im DC-Blockkondensator kann diese und die TVS-Geräte zerstören, sie schützen jedoch den VNA im Falle eines Kurzschlusses.

Ein zusätzliches Problem für diese Schaltung ist der interne DC-Block des VNA. Da dieser im Vergleich zum DC-Block des Bias-Tees eine kleine Kapazität aufweist, entsteht ein kapazitiver Spannungsteiler, was bedeutet, dass bei hohen DC-Spannungen immer eine Spannung am Eingang des VNA anliegen würde und diesen zerstören könnte. Dazu werden zwei parallele 10-kΩ-Widerstände zwischen internem und externem DC-Block gegen Masse geschaltet. Diese leiten einen sich langsam ändernden Gleichstrom ab, bis der große Kondensator des externen DC-Blocks voll ist und der interne DC-Block nicht mehr aufgeladen werden kann.

Nach ersten Messungen, die im folgenden Abschnitt erläutert werden, wurde ein zusätzlicher Kondensator mit 1,5 nF und ein Widerstand mit 910 Ω zwischen L1 und L2 eingefügt, wie in Abbildung 2 dargestellt, um die Einfügedämpfungskurve weiter abzuflachen. Darüber hinaus wurde dem DC-Anschluss ein zusätzlicher Kondensator von 2200 µF hinzugefügt, um eine genau definierte Impedanz zur Erde zu gewährleisten, die unabhängig von der Impedanz der DC-Quelle ist. Abbildung 7 zeigt das komplette Schräg-T-Stück mit allen Komponenten. Diese wurden in einem Aluminium-Druckgussgehäuse verbaut, was zum einen die Störanfälligkeit reduziert und zum anderen für Temperaturstabilität sorgt.

Abbildung 7: Bild des Bias-T-Stücks im Aluminiumgehäuse

Die Verifizierung umfasst den linearen Frequenzgang, das Temperaturverhalten und die Linearitätsprüfung bei hohen Strömen und Spannungen.

Zur Überprüfung des linearen Verhaltens wurden die S-Parameter zweier identisch aufgebauter Bias-T-Stücke gemessen. Aufgrund der wohldefinierten Impedanz aufgrund des großen Kondensators am DC-Anschluss kann Anschluss 3 während der Kalibrierung offen gelassen werden. In Abbildung 8 ist eine Einfügungsdämpfungsmessung der beiden Bias-T-Stücke dargestellt, die sehr zufriedenstellende Ergebnisse von 9 kHz bis zu einer Frequenz von etwa 500 MHz mit einer Einfügungsdämpfung von weniger als 1 dB und einer Einfügungsflachheit von etwa 0,5 dB zeigt. Oberhalb von 500 MHz erhöht sich der Einfügungsverlust auf 2 dB bei 1 GHz, was größtenteils auf die Hochfrequenzeigenschaften des konischen Induktors zurückzuführen ist. Messungen mit konischen Spulen mit dünnerem Draht zeigten hier bessere Eigenschaften, können den Gleichstrom jedoch nicht durchlassen. Aus der Rückflussdämpfungsmessung in Abbildung 9 lässt sich auch erkennen, dass die beiden gezeigten Bias-T-Stücke zwar identisch aufgebaut sind, sich ihre Rückflussdämpfung jedoch deutlich unterscheidet. Dies ist auf leicht unterschiedliche Spulen- und Potentiometereinstellungen zurückzuführen. Im Allgemeinen könnte man für jedes Bias-T-Stück einen S-Parametersatz erstellen und diesen zum De-Embedding verwenden. Auch wenn dieses Verfahren zu einer besseren Messleistung führen würde, müsste man die De-Embedding-Profile für jedes einzelne T-Stück benötigen und dürfe niemals die Bias-T-Stücke für jede Messung austauschen. Stattdessen wurde ein selbst hergestelltes Kalibrierungskit mit zuvor gemessenen De-Embedding-Parametern verwendet. Zur Kalibrierung wurden zwei Bias-Tees und das selbstgebaute Kalibrierungskit (TOSM) verwendet, das unabhängig von der Anordnung der Bias-Tees funktioniert. Für die abschließende Messung, wie in Abbildung 1 dargestellt, muss eine Vier-Tor-Kalibrierung durchgeführt werden. Im Allgemeinen können alle Kalibrierungsmethoden auf die gleichen Einschränkungen stoßen, bei denen es sich um kleine verbleibende Nichtlinearitäten oder mechanische Änderungen aufgrund von Hitze oder mechanischer Instabilität handelt.

Abbildung 8: Einfügedämpfung zweier identisch aufgebauter Bias-T-Stücke

Abbildung 9: Rückflussdämpfung zweier identisch aufgebauter Bias-T-Stücke

Der Gleichstromwiderstand der Spulen (RL1 = 0,1 Ω, RL2 = 0,04 Ω, RL3 = 0,16 Ω) führt bei hohen Strömen zu einer inneren Erwärmung. Im Rahmen einer Erstprüfung wurde ein Belastungstest des Bias-T-Stücks durchgeführt. Das Bias-T-Stück wurde 30 Minuten lang mit 10 A Gleichstrom belastet, wodurch die Temperatur an der Spitze des konischen Induktors auf 60 °C anstieg. Es wurde keine Zwangskühlung angewendet. An anderer Stelle im Gehäuse wurde keine nennenswerte Erwärmung festgestellt.

Die maximale Spannung am Eingang des VNA im Fehlerfall wird vom Hersteller mit 30 V angegeben. Die in Kap. II-D wurde getestet, indem zwei Bias-T-Stücke in Reihe geschaltet und eine Sicherung mit 10 A Nennstrom angeschlossen wurde, was eine plötzliche Unterbrechung des Stromflusses simulieren sollte. An den Testaufbau wurde ein Gleichstrom von 25 A mit einer 50-Ω-Dummy-Last und einem kleinen Kondensator als DC-Block anstelle des VNA angelegt. Die resultierende Spannung am Dummy-VNA überschritt nicht die maximal zulässige Spannung von 30 V und die resultierende Energie von etwa 125 µJ stellt keine Gefahr für den Eingang des VNA dar.

Abbildung 10 zeigt eine S12-Messung von zwei in Reihe geschalteten Bias-T-Stücken mit unterschiedlichen DC-Biasströmen. Es ist ersichtlich, dass der DC-Vorstrom praktisch keinen Unterschied im Verhalten der T-Stücke bis 25 A verursacht.

Abbildung 10: Einfügungsdämpfung von zwei in Reihe geschalteten Bias-T-Stücken

Abbildung 11 zeigt eine Testmessung einer Induktivität [10] bei verschiedenen DC-Vorströmen zwischen 0 A und 13 A. Sättigungseffekte durch den DC-Vorstrom sind im unteren Frequenzbereich durch eine Verschiebung nach rechts zu beobachten. Bei höheren Frequenzen ändert sich aufgrund des Vorstroms nicht viel, da die Permeabilität des Materials auf ein Niveau gesunken ist, bei dem der Fluss keine Sättigungsniveaus erreichen kann.

Abbildung 11: Messung einer Induktivität mit unterschiedlichen DC-Vorströmen.

Dieses Papier zeigt eine Möglichkeit, ein Bias-T-Stück für Leistungselektronikanwendungen zu bauen. Insbesondere wenn Sättigungseffekte von Spulen oder größeren Filterelementen im Niederfrequenzbereich untersucht werden sollen, bietet dieses Bias-Tee eine Möglichkeit, dieses Problem mit Hilfe der Vektornetzwerkanalyse anzugehen. Dies ermöglicht die Messung eines Prüflings in Betrag und Phase, um detaillierte Rückschlüsse auf sein Frequenzverhalten zu ziehen. Die Daten können dann genutzt werden, um Filterschaltungen in realen Anwendungssituationen zu optimieren oder lastabhängige Modelle dieser Filter zu erstellen. Das vorgestellte Bias-T-Stück zeigt einen guten Frequenzgang über einen weiten Frequenzbereich und kann mit hohen Gleichströmen und Spannungen belastet werden. Messungen zeigen, dass das Verhalten des Bias-T-Stücks nicht durch DC-Biasströme beeinflusst wird. Bei einer plötzlichen Unterbrechung dieser Bias-Ströme dient die vorgestellte Schutzschaltung dem Schutz der Messgeräte.

Für die finanzielle Unterstützung danken wir dem österreichischen Bundesministerium für Digitalisierung und Wirtschaftsstandort, der Nationalstiftung für Forschung, Technologie und Entwicklung und der Christian-Doppler-Forschungsgemeinschaft.

Bias-TeeChristoph MaierDavid PommerenkeemcieeeMichael FuchsVektor-NetzwerkanalysatorVNA

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